常用電流和電壓采樣電路

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常用電流和電壓采樣電路

2常用采樣電路設計方案比較

配電網靜態同步補償器（DSTATCOM）

系統總體硬件結構框圖如圖2-1所示。由圖2-1可知DSTATCOM電路部分、其中采樣電路包括3路交流電壓、6路交流電流、2路直流電壓和2路直流電流、電網電壓同步信號。3路交流電壓采樣電路即采樣電網三相電壓信號；6路交流電流采樣電路分別為電網側三相電流和補償側三相電流的電流采樣信號；2路直流電壓和2路直流電流的采樣電路DSTATCOM的橋式換流電路的直流側電壓信號和電流信號；電網電壓同步信號采樣電路即電網電壓同步信號。

圖2-1 DSTATCOM系統總體硬件結構框圖

2.1

2.1.1 常用電網電壓采樣電路1

從D-STATCOM的工作原理可知，當逆變器的輸出電壓矢量與電網電壓矢量幅值大小相等，方向相同時，連接電抗器內沒有電流流動，而D-STATCOM工作在感性或容性狀態都可由調節以上兩矢量的夾角來進行控制，因此，逆變器輸出的電壓矢量的幅值及方向的調節都是以電網電壓的幅值和方向作為參考的，因此，系統電壓與電網電壓的同步問題就顯得尤為重要。

圖2-2 同步信號產生電路1

從圖2-2所示同步電路由三部分組成，第一部分是由電阻、電容組成的RC濾波環節，為減小系統與電網的相位誤差，該濾波環節的時間常數應遠小于系統的輸出頻率，即該誤差可忽略不計。其中R5=1KΩ，C4=15pF，則時間常數錯誤！未

找到引用源。

之后再經過兩個非門，力，滿足TMS320LF2407的輸入信號要求[1]。

2.1.2 常用電網電壓采樣電路2

常用電網電壓同步信號采樣電路2如圖2-3所示。ADMC401芯片的脈寬調制PWM發生器有專門的PWMSYNC引腳，它產生與開關頻率同步的脈寬調制PWM的同步脈沖信號。

圖2-3 同步信號發生電路2

圖2-3中的輸入端信號取自a相的檢測電壓，經過過零檢測電路后得到正負兩個

電平，隨后進入光電隔離TLP521產生高電平和低電平進入D觸發器MC14538的正的觸發使能輸入引腳A，當A為高電平時，輸出引腳Q輸出一個脈沖，這個脈沖寬度由電阻Rl。和電容C決定。當然這里希望脈沖寬度越小越好，否則將影

響STATCOM的輸出電壓與其接入點電壓的同步。與此同時，可以通過設置ADMC401的內部寄存器PWMSYNCWT寄存器與信號脈沖相匹配[2]。

2.1.3 常用電網電壓采樣電路3

電網電壓同步電路可以實現精確的過零點檢測，并輸出高電平，將輸出信號脈沖的上升沿輸入捕獲單元三即可獲得同步信號[3]。圖2-4即為一種常見的電網電壓同步信號產生電路。

圖2-4 同步信號產生電路3

圖2-4所示同步電路由三部分組成，第一部分是由電阻、滑線變阻器和電壓比較器LM353組成的緩沖環節。第二部分由電壓比較器LM353構成，實現過零比較。最后一部分為輸入DSP系統箝位保護電路[3]

2.1.4常用電網電壓采樣電路4

常用網電壓同步信號產生電路4如圖2-5所示:

圖2-5 同步信號產生電路4

圖2-5所示同步電路由兩部分組成，第一部分是由電阻、電容組成的RC濾波環節，為減小系統與電網的相位誤差，該環節主要是濾除電網的毛刺干擾。濾波電路造成的延時可在程序中補償。第二部分由電壓比較器LM311構成，實現過零比較，同時設計了一個滯環環節來抑制干擾和信號的震蕩[4]。

2.1.5常用電網電壓采樣電路5

圖2-6所示同步電路由三部分組成，第一部分是由電阻、電容組成的RC濾波環節，為減小系統與電網的相位誤差，該濾波環節主要是濾除電網的諧波干擾。濾波電路造成的延時可在程序中補償起來。其中凡R341=1

K?，C341=0.luF;

第二部分由電壓比較器LM3ll構成，實現過零比較，同時設計了一個滯環來抑制干擾和信號的振蕩[2]。

圖2-6 同步信號產生電路5

2.2 常用交流電壓采樣電路及其特點

2.2.1常用交流電壓采樣電路1

為了實現對STATCOM的控制，必須要檢測三相瞬時電壓Ua、Ub和Uc。如下圖2-7為電路一相電壓采樣電路: a. 電壓轉換電路

圖2-7 交流電壓采樣電路圖

電壓轉換電路通過霍爾電壓傳感器CHV-50P實現。CHV-50P型電壓傳感器輸出端與原邊電路是電隔離的，可測量直流、交流和脈動電壓或小電流。磁補償式測量，過載能力強，性能穩定可靠，易于安裝，用于電壓測量時，傳感器輸出電流正比于原通過與模塊原邊電路串聯的電阻Ru1與被測量電路并聯連接，

邊電壓。上圖電壓轉換電路為a為單相電壓轉換電路，這里對電阻Ru1和電阻Ru2

的選擇作一些說明。

由于CHV-50P的輸入額定電流In1為10mA，本電路檢測的電壓是220V的交流電壓，則

Ru1=

U220V

==2.2K? (2.1) In110mA

電阻Ru1消耗的功率P1為

錯誤！未找到引用源。P 1=UIn1=220×10mA=2.2W

(2.2)

因此電阻Ru1選擇阻值為2.2 k?，功率為5W的大功率電阻。另外為了抑制共模

干擾，在交流輸入側并聯了兩個電容C。當然為了更好地消除這些干擾，可以在電壓變換電路之前再加隔離變壓器，那么電阻Ru1的選擇就要對應于經過隔離變壓器后電壓的改變而改變。

由于CHV-50P的輸入額定電流In2為50mA，為了ADMC40l的A/D轉換通道檢測，必須把輸出電流轉換為電壓，所以在電壓傳感器的輸出側串聯了電阻Ru2。ADMC401的A/D轉換通道檢測電壓范圍-2V~+2V，則

Ru2=

(2.3) =40?

50mA

由于電阻Ru2消耗功率比較小，電阻Ru2選擇上對功率沒有特殊的要求。 b.濾波補償電路

由于電壓電流的檢測點就是STATCOM接入電網的同一點，其諧波干擾還是比較大的濾波補償電路。，那么三相電壓電流經過各自的轉換電路后必須進入了濾波補償電路包含兩部分:一部分為RC濾波，另一部分為相位補償，如圖上圖中所示[5]。

2.2.2常用交流電壓采樣電路2

此三相電壓采樣電路包括信號放大電路，二階濾波電路，單極性轉換電路。 a.信號放大電路

交流信號放大電路見圖2-8所示。本設計采用的互感器為國內最新的高精度電壓互感器(SPT204A)。其中SPT204A實際上是一款毫安級精密電壓互感器，輸入額定電流為2mA，額定輸出電流為2mA，線性范圍±10mA，非線性度

不需要加電阻R1。這樣電壓互感器副邊輸出為電流信號，這與電流互感器副邊

輸出信號相似。

交流信號放大電路工作原理可由下式表示:

錯誤！未找到引用源。 (2.4) 通過R2將傳感器輸出的電流信號轉變為電壓信號

圖2-8 信號放大電路

b.二階濾波電路

圖2-9為二階濾波電路，截至頻率為2.5KHz。

f=2.5kHz

圖2-9 二階濾波電路

c.單極性轉換電路

由于設計采用的DSP自帶的AD，其采樣要求輸入信號為0~3.3V，故接入其引腳的信號電壓也不能超過3.3V所以必須對放大電路給出的雙極性信號做進一步處理。單極性轉換電路如下圖2-10所示[6]。

圖2-10 單極性轉換電路

2.2.3常用交流電壓采樣電路3

交流電壓變送器以0～5 V的交流電壓作為輸出信號。因TMS320F2812的A/D輸入信號范圍為0～3 V．因此必須添加合適的調理電路以滿足A/D輸入的要求。

交流電壓調理電路見圖2-11，由圖可知該電路由3部分組成：第1部分為射極跟隨器．以提高電路的輸入阻抗：第2部分是電壓偏移電路：第3部分為箝位限幅電路，以保證輸出電壓信號在0～3 V，滿足TMS320F2812的A/D輸入信號范圍[7]。

圖2-11 交流電壓信號調理電路

2.2.4常用交流電壓采樣電路4

系統電壓經過相應的傳感器后，統一變換為適當幅值的電壓信號，經調理電路后，進行A/D轉換。圖2-12

R132

圖2-12 系統電壓的采樣電路

從圖2-12可知，系統輸出電壓的采樣電路由四部分組成，第一部分是由LF353的運放構成的電壓跟隨器，R131和C109是為了抑制干擾。第二部分為電平

抬升電路，將圍繞零電平波動的信號提升為單極性信號，第三部分進行跟隨，第四部分為進入A/D前的保護部分，防止信號異常導致DSP芯片損壞[4]。

2.2.5常用交流電壓采樣電路5

相電壓檢測電路如圖2-13所示，該電路采用了運算放大器加電壓跟隨器的方式，電壓跟隨器起到了隔離作用，以便在A/D入口前進行阻抗匹配。在A/D入口端采用二極管鉗位，防止A/D輸入電壓越界。來自檢測通道的電壓互感器的電流號經運算放大器轉換為電壓信號后經電壓平移后將交流量信號轉換為0~3.3V的單極性電壓信號接入DSP的A/D通道引腳[8]。

圖2-13 相電壓采樣電路

2.3 常用交流電流采樣電路及其特點

2.3.1常見交流電流采樣電路1

a.電流轉換電路

圖2-14電流轉換電路，其中CT為霍爾電流傳感器DT50-P，它的性能也穩定可靠，易于安裝。如何選擇電阻R比較簡單，可以參考上面交流電壓轉換電路，這里就不再贅述。

圖2-14 交流信號采樣電路

圖2-15 電流轉換電路

b.濾波補償電路

由于電壓電流的檢測點就是STATCOM接入電網的同一點，其諧波干擾還是比較大的濾波補償電路。那么三相電壓電流經過各自的轉換電路后必須進入了濾波補償電路包含兩部分:一部分為RC濾波，另一部分為相位補償，如圖2-16所示[5]。

圖2-16 濾波補償電路

2.3.2常見交流電流采樣電路2

a.信號放大電路

交流信號放大電路見圖2-17所示。本設計采用的互感器為國內最新的高精度電流互感器(SCT254AZ)。SCT254AZ是一款毫安級精密電流互感器，輸入額定電流為5A，額定輸出電流為2.5mA，線性范圍0~20A，非線性度

圖2-17 電流信號放大電路

b.二階濾波電路

圖2-18為二階濾波電路，截至頻率為2.5KHz

f=2.5kHz

圖2-18 二階濾波電路

c.單極性轉換電路

由于設計采用的DSP自帶的A/D，其采樣要求輸入信號為0~3.3V，故接入其引腳的信號電壓也不能超過3.3V所以必須對放大電路給出的雙極性信號做進一步處理。單極性轉換電路如下圖2-19所示[6]。

圖2-19 單極性轉換電路

2.3.3常見交流電流采樣電路3

相電流檢測電路如圖2-20和所示，該電路采用了運算放大器加電壓跟隨器的方式，電壓跟隨器起到了隔離作用，以便在A/D入口前進行阻抗匹配。在A/D入口端采用二極管鉗位，防止A/D輸入電壓越界。來自檢測通道的電流互感器的電流號經運算放大器轉換為電壓信號后經電壓平移后將交流量信號轉換為0~3.3V的單極性電壓信號接入DSP的A/D通道引腳[8]。

圖2-20 相電流檢測電路

2.3.4常見交流電流采樣電路4

霍爾電流傳感器以

-100~+100 mA的交流電流作為輸出信號，TMS320F2812的A/D輸入信號范圍為0～3 V．因此必須添加合適的調理電路以滿足A／D輸入的要求。交流電流調理電路見圖2-21,與交流電壓調理電路不同的是．第1部分是經電容C4濾波后流經精密采樣電阻尺，將電流信號變換為電壓信號，第2部分是由運放構成的反相器：第3部分為箝位限幅電路，以保證輸出電壓信號在0～3 V，

[7]

滿足TMS320F2407的A/D輸入信號范圍。

圖2-21 交流電流信號采樣電路

2.3.5常用交流電流采樣電路5

電流采集采用 TA1014-2K臥式穿芯微型精密交流電流互感器，其額定輸入為5A，額定輸出為2.5mA，工作頻率范圍為20Hz~20kHz，相移小于5’，線性范圍大于10A，非線性度小于0.1%，是比較理想的交流電流檢測器件。圖2-22為電流采集電路原理圖。

圖2-22 交流電路采樣電路

由于DSP的A/D輸入信號范圍為0~3.3V，而經電流互感器測得的電流信號經轉化后變成-1.5V~+l.5V的交流信號，故對其進行了1.5V的平移[9]。 2.4 常用直流電壓采樣電路及其特點

2.4.1常用直流電壓采樣電路1

a.直流電壓傳感器采用LEM公司的電壓傳感器LV100。LV100為霍爾效應的閉環電壓傳感器，所以有非常良好的原副邊隔離作用，可測的電壓范圍為100V～2500V。圖2-23為直流電壓采樣電路圖。電壓傳感器LV100有如下優點：精度高；線性度好；頻帶寬；抗干擾能力強[10]。

圖2-23 直流電壓采樣傳感器

電壓傳感器LV100的原邊額定有效電流為10mA,在原邊為額定電流時傳感器精度最高。采樣電阻R1 =80千歐,按原副邊1:5的'變比設計，副邊電流為50 mA，

副邊采樣電阻為150歐，原邊電壓為800V時副邊電壓為7.5V。副邊信號經二

階濾波電路以減小干擾，由于采樣直流信號，濾波器截止頻率可以選取的較低，實際設計的濾波器截止頻率為2k Hz。 b.電壓檢測電路

圖2-24 電壓檢測電路1

霍爾電壓傳感器及采樣電阻采集的直流電容電壓從Udc

端輸入圖2-24的模擬電路，經電位器調節使U16A的3腳變化范圍限制在0~3.3V，同時用RC濾波器濾除輸入信號的噪聲，0~3.3V

的電壓信號經過電壓跟隨器，電壓跟隨器可保證在進行電阻匹配時防止其輸入輸出電路的電阻干擾。電壓跟隨器輸出接的R64=51歐。

電阻是DSP接口的電阻要求，DSP接口端的串聯二極管是為了確保輸入DSP的電平限制到0~3.3V[3]。

2.4.2常用直流電壓采樣電路2

直流電壓的采樣電路與交流電壓采樣電路略有不同，如圖2-25所示:

圖2-25 直流電壓采樣電路2

直流電壓與交流電壓采樣電路不同主要有兩點，其一，因為傳感器不同，前者采用直流電壓霍爾，輸出信號為電流信號，后者為電壓變送器，輸出信號為交

流信號，因此直流采樣電路前端需接地電阻將電流信號轉換為電壓信號;其二，前者信號為直流信號的，后者為交流信號的，因此，直流電壓采樣不用電壓偏移[1]。

2.4.3常用直流電壓采樣電路3

同樣電壓跟隨器起防止電壓沖擊的作用。輸出端加入鉗位二極管，把電壓鉗制在3.3V以內，輸出信號接入DSP的ADCIN端口，如圖2-26所示[9]：

圖2-26 3

2.4.4常用直流電壓采樣電路4

為本系統直流側電壓值較高，而直流電壓傳感器本身電流又很小，故從采用均

圖2-27 系統直流電壓采樣電路4

2.4.5常用直流電壓采樣電路5

因直流電路對電壓的精度要求低，對直流電壓的采樣電路直接用DSP內部的A/D，如圖2-28所示:

圖2-28 系統直流電壓采樣電路5

直流電壓與交流電壓采樣電路不同主要有兩點:其一，因為傳感器不同，前者采用直流電壓霍爾，輸出信號為電流信號，后者為電壓變送器，輸出信號為交流信號，因此直流采樣電路前端需接地電阻將電流信號轉換為電壓信號;其二，前A/D精度和類型不一樣[2]。 2.5

直流電流采樣電路設計與直流電壓采樣電路完全一樣，只是前端的采樣器件不同，這些器件對用戶的接口統一為電流信號，這里就不再討論。

3 采樣電路設計

上一章寫到3路交流電壓、6路交流電流、2電網電壓同步信號的采樣電路的各種常見采樣電路，可以看出采樣電路的發展已經比較成熟，但如何設計出自己需要的采樣電路，這將是下面要討論的問題。 3.1 電網電壓同步信號采樣電路設計

DSTATCOM的工作與同步信號有密切的關系，所有的動作都要以同步信號作為參考，故硬件上的同步電路是不可或缺的。同步信號的產生有多種方法。第一種方法為最簡單的過零同步，即對系統三相電壓進行處理后取出一相基波正序電壓作為同步信號，把該同步信號的過零時刻作為脈沖發生器的同步點，通過測量連續兩個正向過零點之間的時間作為周期計算出同步信號的頻率，因

此只能一個周期測得一次頻率，在系統頻率突變時，容易因無法跟蹤系統頻率變化而使DSTATCOM過流。第二種方法為采用鎖相環技術，由于在同步信號頻率突變時鎖相環具有較長的延時，因此也容易導致DSTATCOM過流。第三種方法為采用“虛擬轉子”法，對三相同步電壓信號進行處理，得到脈沖的同步點和同步信號的頻率。采用這種方法的優點是可以同時測量同步信號的頻率，從而使脈沖發生器在系統同步信號發生突變時能保持與系統同步，保證DSTATCOM不因同步信號的突變而過流。由于設計要求不是特別高，本裝置采用第一種方法得到同步信號。

圖3-1 D-STATCOM系統同步電路

如圖3-1可知，同步電路由三部分組成，第一部分是由電阻、電容組成的RC濾波環節，為減小DSTATCOM系統與電網的相位誤差，該環節主要是濾除去電網的噪聲干擾，該濾波環節的時間常數應遠小于系統的輸出頻率，即該誤差可忽略不計。其中R1=1000 Ω，C1=0.1uF,則時間常數T=RC=1錯誤！未找到

引用源。 10?4S

電壓轉換電路通過霍爾電壓傳感器CHV-50P實現，如圖3-2所示。CHV-50P型電壓傳感器輸出端與原邊電路是電隔離的，可測量直流、交流和脈動電壓或小電流。磁補償式測量，過載能力強，性能穩定可靠，易于安裝，用于電壓測量時，傳感器通過與模塊原邊電路串聯的電阻Ru1與被測量電路并聯連接，輸出

電流正比于原邊電壓。

圖3-2 電壓轉換電路

由于CHV-50P的輸入額定電流In1為10mA，本電路檢測的電壓是220V的交流電壓，則

Ru1=

U220V==2.2k? (3.1) IN110mA

電阻Ru1消耗的功率P1，為

P1=220V×10 mA=2.2KW (3.2)

因此電阻Ru1選擇阻值為2.2 KΩ，功率為5W的大功率電阻。另外為了抑制共模

干擾，在交流輸入側并聯了兩個電容C。當然為了更好地消除這些干擾，可以在電壓變換電路之前再加隔離變壓器，那么電阻Ru1的選擇就要對應于經過隔離

變壓器后電壓的改變而改變。

由于CHV-50P的輸入額定電流In2為50mA，為了交流電壓采樣電路檢測，必須把輸出電流轉換為電壓，所以在電壓傳感器的輸出側串聯了電阻Ru2。交流電

壓采樣電路采樣電壓范圍-5V~+5V，則

Ru2=

U5V

==100Ω IN250mA

(3.3)

由于電阻Ru2消耗功率比較小，電阻Ru2選擇上對功率沒有特殊的要求。根據

選用的電壓傳感器，交流電壓采樣電路如圖3所示：

R410K

圖3-3 交流電壓采樣電路

從圖3-3可以看出系統輸出電壓的采樣電路由四部分組成，第一部分是由TL084的運放構成的射極跟隨器，其中R3和C4是說為了抑制干擾，且時間常數

T=RC=10000Ω×220pF=2.2×10?6S

一個電壓源組成的電壓偏移電路，因目標信號為交流信號，而經過霍爾傳感器采樣得出的信號也為交流信號0~士5V，而系統CPU的A/D輸入電平要求為0~3.3V，因此，需要進行電壓偏移，該電路原理簡單，不再贅述。第三部分也為射極跟隨器;第四部分為箝位限幅電路，保證采樣信號的幅值在0~3.3V之間，滿足TMS320LF2407的輸入信號要求。

采樣電路中，經常用到電壓跟隨器，電壓跟隨器，顧名思義，就是輸出電壓與輸入電壓是相同的，就是說，電壓跟隨器的電壓放大倍數恒小于且接近1。電壓跟隨器的顯著特點就是，輸入阻抗高，而輸出阻抗低，一般來說，輸入阻抗要達到幾兆歐姆是很容易做到的。輸出阻抗低，通常可以到幾歐姆，甚至更低。在電路中，電壓跟隨器一般做緩沖級及隔離級。因為，電壓放大器的輸出阻抗一般比較高，通常在幾千歐到幾十千歐，如果后級的輸入阻抗比較小，那么信號就會有相當的部分損耗在前級的輸出電阻中。在這個時候，就需要電壓跟隨器來從中進行緩沖。起到承上啟下的作用。應用電壓跟隨器的另外一個好處就是，提高了輸入阻抗，這樣，輸入電容的容量可以大幅度減小，為應用高品質的電容提供了前提保證。電壓跟隨器的另外一個作用就是隔離。 3.3 交流電流采樣電路設計 1.電流轉換電路

參考上面常見交流電流采樣電路的設計，傳感器選擇霍爾電流傳感器DT50-P，它的性能也穩定可靠，易于安裝。如何選擇電阻R8的阻值，根據后面

交流信號調理電路的輸入要求而定，調理電路需輸入-5V~+5V的交流電壓信號，則：

I （3.4） N

即可確定R8的阻值

圖3-4 電流轉換電路

在圖3-5中，電流實際值經過霍爾傳感器及采樣電阻后，轉換成5V電壓信號(Io2)，此5V信號是反向的。Io2先進行濾波處理，濾除噪聲干擾其中濾波電阻電容的選擇應該滿足時間常數小于1ms的要求，因此可選R9為100千歐，C6為

220pF;再經過理想運算放大器的電壓并聯負反饋將Io2轉換成-3.3V~ +3.3V的信號;經過3.3V的電平抬升電路及平均處理使得電壓跟隨器的輸入為0~3.3V單極性信號，其中R13、R14的阻值只要相同就可以，在這里選阻值為10千歐的電阻，

即安全又符合要求;最后經過兩個串聯二極管的限幅，確保輸入DSP的信號為0~3.3V，以保證不會燒毀DSP，系統各元件參數及型號如圖3-5中所示R15=1K?。

各相的電流采樣方法原理相同。

圖3-5 電流調理電路

3.4 直流電壓采樣電路設計

1.直流電壓傳感器采用LEM公司的電壓傳感器LV100

100V～2500V。圖3-6為直流電壓采樣電路圖。電壓傳感器LV100有如下優點：精度高；線性度好；頻帶寬；抗干擾能力強。

圖3-6 直流電壓采樣傳感器

電壓傳感器LV100的原邊額定有效電流為10Ma,在原邊為額定電流時傳感器精度最高。采樣電阻R1 =80千歐,按原副邊mA，副邊采樣電阻為歐，原邊電壓為800V時副邊電壓為7.5V。副邊信號經二階濾波電路以減小干擾，由于采樣直流信號，濾波器截止頻率可以選取的較低，實際設計的濾波器截止頻率為2k Hz。

經過傳感器采樣后還需經過直流電壓調理電路調理后才能送入DSP的A/D采樣端，直流信號調理電路如圖3-7所示：

圖3-7 直流電壓信號調理電路

前端電阻16的作用是把霍爾傳感器輸出的直流電流信號變為直流電壓信號，從

上面可知霍爾傳感器副邊輸出的電流最大為50mA,根據

(3.5) I

即可確定電阻R16的大小，其余部分的電阻則沒有太嚴格的要求，我在本設計中采用的電阻型號如圖3-7所示；第二部分為兩個電壓跟隨器，與后面的采樣電路進得電阻匹配；第三部分為兩個二極管組成的箝位電路并加上濾波電容，保證輸入DSP的A/D采樣端的輸入電壓信號保持在0~3.3V以內，防止DSP被燒毀。 3.5

電流采樣電路設計如圖3-8所示，和直流電壓信號調理電路完全一樣，但前端

圖3-8 直流電流信號調理電路

前端電流電流檢測采用LEM公司型號為LA58-P的霍爾效應電流變換器,原邊與副邊之間是電氣隔離的，該傳感器可用于測量可用于測量直流、交流、漂；最佳的反應時間；寬頻帶；無插入損耗；抗干擾能力強；電流過載能力，因此選用此種類型的傳感器可以達到良好的采樣要求。

參考文獻

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